随着多媒体信息查询的与日俱增，由于触摸屏不仅能够满足人们快速查阅有用信息的需求，同时具有坚固耐用、反应速度快、节省空间和易于交流等优点，使得触摸屏的应用越来越多.当前流行的触摸屏有多种实现方式，包括电阻式、电容式、表面声波和表面红外等，其中电容式触摸屏以其透光率高、耐磨损和寿命长而逐渐占据市场主流. 在屏上用透明电极（ITO氧化铟锡）镀上电容传感阵列，通过电路检测人体靠近时的电容阵列电容值改变来检测触摸.常用的是投射式电容检测，按电容的实现方式，投射式电容有自电容和互电容两种［1］；自电容方式检测电极对地电容改变；互电容是检测两个电极之间电容改变［2］. 自电容检测灵敏度高于互电容，可以支持接近感应，同时也可以提高触控防水能力.但自电容不能实现真实多点触控.互电容检测可以实现多点触控，但检测灵敏度低于自容［2］.詹思维等在研究多点触控的电容信号检测方案的基础上，提出的单线驱动-差分感应方案，采用双端差模测量实现自电容和互电容测量，其中的差分感应方式对电源噪声抑制方面的效果有限；Bo Li等人提出的单层多点触摸屏差分测量方式［3］，虽然对自电容值变化做出了合理近似，但以上两种方式均依赖于自电容和互电容一体的测量方案. 自电容检测的优点是实现简单和计算量小，但仅支持单点触控检测和速度慢；互电容检测的优点是真实多点和速度快，同时存在着设计复杂、功耗大和成本高的缺点.为了更好的结合自、互电容检测各自的优点，阐明当前新型技术方案基础原理，本文作者提出了自互一体式电容触摸屏检测电路，可通过软件实现自、互电容一体式的检测，并具有较高的抗噪声干扰能力. 1　自互一体式检测电路原理 1.1　自互一体式电容检测电路原理 采用自电容或互电容结构的电容触摸屏，其原理也不同.自电容式的开放电场原理要求以手指等“导体”来“触摸”屏幕；而互电容式的封闭电场原理可以带上手套来“触摸”屏幕. 图1（a）为自电容检测示意图，感应通道本身对地电容为Cs1，人体触摸到该感应电极，感应电极和人体间会产生电容Cfs，可以近似认为人体电位等同大地电位，则该感应通道对地电容变为Cs=Cs1+ C fs. 图1（b）互电容检测示意图，双层触摸屏触摸电容阵列由横纵交叉的上层感应电极和底层驱动电极组成，其中一个感应电极和驱动电极交叉点形成电容示意图.底层驱动电极和上层感应电极形成的磁力线如图1（b）所示，形成的交叠电容大小为Cc；如图1（b）手触摸后一部分原来流到感应电极上表面的磁力线流到手指上，磁力线总数基本不变且正比于电容大小，则感应电极和驱动电极之间的电容将会减小Ct，即从Cc变为Cc-Ct；Ct大小表征触摸强度，Ct在Cc中所占比例称为有效电容率.互电容检测电路结构有很多种，但都是利用检测电容端电压变化，电路前端将Cc和电压变化ΔV的乘积代表的电荷量Q=Cc·ΔV转化成电压值［4-5］. 图1　检测方式示意图Fig.1 Two kinds of detection mode 为结合自、互电容两种检测方式的优点，提出了自互一体式检测电路设计的结构如图2所示，图2中Tx和Rx为外部芯片驱动和感应管脚，KC，Ks1和Ks2为开关，通过改变开关配置，可以将该电路配置为自电容、互电容不同的检测方式. 1.2　自电容检测和互电容检测 1）自电容检测，其工作原理见图3.自电容检测时，芯片感应管脚Rx接对地电容Cs，驱动管脚Tx悬空；Vx接固定电平，可以为VDD也可以为其他任意电平:①在C1周期Ks2闭合，Ks1断开，自电容Cs充电到Vx电压；②在C2周期Ks2断开，Ks1闭合，Ks1时序和Ks1相同，Cs上电荷在Cs和C1上重新分配，C1上电压为VC1=Vx·Cs/（Cs+C1）；③在C3周期Ks2闭合，Ks1断开，开关电容电路将C1上电荷转移到C2，开关电容电路输出电压VOCHG= VC1·C1/C2=Vx·Cs·C1/（（Cs+C1）·C2），此电压和自电容Cs成正比；此电压即可反应自电容的大小. 图3中Mixer为混频器单元，将开关电容电路输出电压Vm和数字信号混频，相当于窄带滤波，可以将电容触摸屏耦合的噪声（LCD噪声和电源噪声等）滤除；混频器输出信号经过ADC量化后输入到数字电路MCU中处理［6］.自电容检测各开关时序如图4所示. 图2　自互一体式检测电路结构图Fig.2 Self-cap and mutual-cap detection circuit 图3　自电容检测电路Fig.3 Self-cap detection circuit 图4　自电容检测时序图Fig.4 Sequence diagram of self-cap detection circuit 2）互电容检测，其工作原理如图5所示.Rx接到电容屏感应通道电极，Tx接电容屏驱动通道电极，Cc为感应通道电极和驱动通道电极交叠电容. Kc闭合，其余开关全部断开.Vx输出方波或正弦波到Tx，Tx和Rx间存在互电容Cc，信号经过Cc通过Rx接到放大器（OP）、C2和R1组成的电荷放大器电路，电路的复频域传输函数为 Cc和电荷放大器还具有滤波效果，可以滤除一部分带外噪声.VOCHG经过混频器滤除带外噪声，经过ADC量化后输入到数字电路MCU.互电容检测各开关时序如图6所示. 图5　互电容检测电路Fig.5 Mutual-cap detection circuit 图6　互电容检测时序图Fig.6 Sequence diagram of mutual-cap detection circuit 2　前端检测放大电路的优化设计 本文为了提高检测信号抗干扰能力，设计了输出共模电压恒定的全差分轨到轨放大器OP，原理图如图7所示.该放大器的优点是:1）实现输入和输出均是全差分的轨到轨满摆幅运放；2）输出共模电压，不会随着输入共模电压的改变而改变；3）静态工作电流低，运放功耗低. 图7中虚线框内部为共模反馈环路中的差分放大电路，ΔVGS为输出共模电压，VOCOM与基准电压VR1的差值施加在M21上，M21与M12和M14的栅极连接，因此ΔVGS转化为M12和M14的电流，这个电流再转化为M22和M23的电压变化，从而改变输出共模电压.图7和图8所述电路中，I表示MOS管源漏电流，VGS表示MOS管栅源电压，VG表示MOS管栅极电压，下标序号与MOS管下标序号相同.如MOS管M21，其源漏电流为I21，栅流电压为VGS-M21，栅极电压为VG-M21.运放电路具体工作过程如下. 1）当输出共模电压VOCOM大于VR1时，M21的栅端电压变小，因此M12和M14的栅端电压也变小，所以节点电压VN1和VN2（即M22和M23的栅端电压）变大，导致M22和M23的电流变大，这会把VOCOM的电压拉低，从而实现输出共模反馈.输出共模电压反馈电路是用来消除工艺失调而引起的输出共模电压不确定的情况，因此，反馈电路的设计原则是不能改变主电路的静态工作点.虚线框以外的部分为放大器的主放大电路，M1、M2、M3和M4构成了经典的轨到轨输入电路. 2）当输入电压VP和VN的共模电压都小于VINR时，M1和M2处于截止状态，电流源M24的电流全部流入M3和M4，因此，在该折叠共源共栅放大器的第1级的电流镜负载中，流出PMOS电流镜的电流I18加上流过输入差分对的电流I24等于流入NMOS电流源的电流I12. 3）当输入电压VP和VN的共模电压都大于VINR时，M3和M4截止，I24全部流入M5，并且M1和M2打开，因此流出PMOS电流镜的电流I18等于流过差分输入对的电流I24与流入NMOS电流镜的电流I12之和. 图7　轨到轨运放电路Fig.7 Rail-to-rail amplifier circuit 从轨到轨差分输入（M1到M5）的工作过程来看，第1级负载电流镜的电流关系是随着差分输入的共模电压变化而变化的，因此，当流过M18（或M20）和M12（或M14）的电流出现差值时，节点VIN1和VIN2（或VIN3和VIN4）的电压就会发生变化，从而输出共模电压就会发生变化，这里虽然有输出共模反馈电压，但是这个输出共模反馈电路却会导致折叠共源共栅放大器偏离静态工作点，严重时可能不工作，因此，若要保证输出共模电压不变，只有使得流过M12的电流在任何情况下都等于M18的电流.而M6到M20就能够实现此功能，如下为M6～M20的工作原理.外部偏置使得M24和M16的栅端电压相等，即 4）当输入电压VP和VN都小于VINR时，M1和M2处于截止状态，电流源M24的电流全部流入M3和M4，并且M5中没有电流，因此M6的栅源电压很小，这会使得M7、M8、M9、M15、M16、M17和M19没有电流，所以此时电流关系为 式（2）得:I18=I12，所以，在输入电压VP和VN都小于VINR时，流过I18的电流等于流过I12的电流. 5）当输入电压VP和VN都大于VINR时，I12全部流过M5，M3和M4截止，M1和M2导通，由M6和M8和M9的电流镜像关系可知，这时M15、M17、M19也打开，并且 所以，I16全部流入到M9，M10不再有电流，导致M11和M13不再有电流，此时的电流关系为 而根据式（4）可以得到:I18=I12.由上面的关系可以知道，不论输入共模电压高还是低，M6～M20总能保证流过M18的电流等于流过M12的电流，因此节点电压VIN1和VIN2（或VIN3和VIN4）总不会变化，所以输出共模电压恒定.M22，M23和M25，M26构成了放大器的输出级，这个输出级是CLASS AB型的输出级，如图8所示为输出级的偏置电路. 如图（7～8）所示，节点VB2和VB3的电压为 通过图7和图8的VB2、VB3连接关系，可知输出级M28（或M27）和M23（或M22）栅极电压分别为 只要对M26和M27的电流和尺寸进行合理的设置，就能够使得 图8　输出级偏置电路Fig.8 Bias circuit of output stage 把式（10～11）代入式（8～9）中，可得到输出级M28和M23的栅端电压为 从式（12～13）看出，M28和M23的栅源电压等于偏置电路的VGS-MB3，通过调节偏置电路的电路，可以使得输出级M28（或M27）和M23（M22）在静态时的低电流，从而节省功耗. 3　实验测试与结果分析 自互一体式检测电路采用SMIC 0.11μm工艺生产芯片，检测通道个数32个. 自电容检测对应的控制时序和第1级输出如图9所示.示波器通道1、2、3分别与Ks2，VOCHG，Ks1对应触摸检测点，自电容C1增大，根据公式VOCHG= Vx·Cs·C1/（（Cs+C1）·C2），VOCHG高脉冲电压会增大，最终得到的数字信号也会增大，检测信号变化可以检测触摸. 互电容检测驱动波形和第1级输出如图10所示.示波器通道1、2分别与Vx，VOCHG对应.触摸检测点，VOCHG峰峰值会减小，最终的数字信号会变小，检测信号变化可以检测触摸. 图9　自电容控制与输出测试结果Fig.9 Self-cap control and output test results 图10　互电容控制与输出测试结果Fig.10 Mutual-cap control and output test results 4　结论 1）实现软件配置自互一体式电容检测电路模块设计，结合前端检测电路放大电路的优化，在提高检测抗干扰能力的同时可有效降低整个系统的功耗. 2）实验测试结果充分验证了自、互一体电容检测架构的可行性，前端电路既可以实现自电容检测，也可以实现互电容检测.该电路型号ICNT87系列芯片，实现了超高的电容检测灵敏度和真实的多点触控，大幅改善触摸屏的用户体验.